降圧コンバータ設計チュートリアル：計算を含む完全ガイド（2025年版）

クイックリファレンス

基本式:

V_out = D × V_in

D = デューティサイクル (0-1)

一般的な効率:

85-95% (スイッチング方式)

vs 30-60% (リニアレギュレータ)

はじめに

降圧コンバータは、現代の電子機器で最も基本的で広く使用されているDC-DCコンバータトポロジーです。スマートフォン充電器から自動車システム、産業用電源、IoTデバイスまで、降圧コンバータはあらゆる場所で使用されています。適切に設計する方法を理解することは、あらゆる電子エンジニアにとって不可欠なスキルです。

この包括的なチュートリアルでは、基本的な動作原理から部品選択、計算、PCBレイアウト、トラブルシューティングまでを学びます。最後には、プロジェクトに適した効率的で信頼性の高い降圧コンバータを設計する知識が身につきます。

降圧コンバータとは？

降圧コンバータ(ステップダウンコンバータとも呼ばれる)は、入力から出力へ電圧を下げながら電流を増加させるDC-DCパワーコンバータです。余分な電圧を熱として消費するリニアレギュレータとは異なり、降圧コンバータは高周波スイッチングを使用して85-95%の効率を実現します。

主要コンポーネントのラベル付き基本降圧コンバータトポロジー

主要コンポーネント

降圧コンバータは4つの必須コンポーネントで構成されます：

スイッチ (Q1): 通常はMOSFETで、高周波(100kHzから数MHz)で高速にオン/オフを切り替えます
ダイオード (D1): フリーホイール/キャッチダイオードで、スイッチがオフのときに代替電流経路を提供します
インダクタ (L1): エネルギー貯蔵素子で、電流を平滑化し連続的な電力供給を維持します
コンデンサ (C1): 出力フィルタで、電圧リップルを低減します

降圧コンバータの動作原理

降圧コンバータは、入力電圧を高速でオン/オフし、結果として得られるパルス波形をLCフィルタでフィルタリングして滑らかなDC出力を生成することで動作します。重要な洞察は、平均電圧はデューティサイクルに依存するということです。デューティサイクルとは、オン時間と全スイッチング周期の比率です。

スイッチONフェーズ

MOSFETスイッチがONになると、電流が入力源からインダクタを通って負荷に流れます。このフェーズ中：

ダイオードは逆バイアス状態になります(カソード電圧がアノードより高い)
インダクタは磁場にエネルギーを蓄えます
インダクタ電流は(V_in - V_out) / Lの傾きで直線的に上昇します
エネルギーは入力からインダクタと負荷の両方に転送されます

スイッチOFFフェーズ

スイッチがOFFになると、インダクタは電流の急激な変化に抵抗し、ダイオードを順バイアスする電圧を誘導します：

インダクタが「キックバック」し、ダイオードを通して電流を強制的に流します
蓄積された磁気エネルギーが負荷に放出されます
インダクタ電流は-V_out / Lの傾きで直線的に下降します
このサイクルがスイッチング周波数で繰り返されます

スイッチング動作中のインダクタ電流と電圧波形

動作モード (CCM vs DCM)

降圧コンバータは、負荷電流に応じて2つの異なるモードで動作します：

連続導通モード (CCM)

• インダクタ電流がゼロにならない
• 大電力アプリケーションに適している
• 予測可能で制御しやすい
• ピーク電流が低く、EMIが少ない
• より大きなインダクタが必要

不連続導通モード (DCM)

• インダクタ電流が各サイクルでゼロになる
• 軽負荷時に一般的
• より小さなインダクタが可能
• ピーク電流が高く、EMIが多い
• 可変周波数制御がよく使用される

設計のヒント: ほとんどのアプリケーションでは、最大負荷でCCM動作を設計します。これにより予測可能な動作と低い部品ストレスが得られます。一部の最新コントローラーは、軽負荷時の効率向上のためにCCMとDCM(パルススキッピングモード)を自動的に切り替えます。

同期式 vs 非同期式降圧コンバータ

同期式と非同期式トポロジーの選択は、効率、コスト、複雑さに大きく影響します：

特徴	非同期式	同期式
ローサイド素子	ショットキーダイオード	MOSFET
一般的な効率	~80-85%	~90-95%
コスト	低い	高い
複雑さ	シンプル	複雑(デッドタイム制御)
低電圧出力	不良(ダイオード降下~0.3-0.5V)	優れている
最適用途	シンプルで低コストな設計	高効率、低V_out

重要な洞察: 大きな降圧比(例：12Vから1.5V)では、ローサイドスイッチは各サイクルの約90%で導通します。ダイオードの0.5V順方向降下により、出力電圧の33%が熱として失われます！5mΩのR_DSonを持つ同期MOSFETで10Aを流すと、わずか50mVしか降下せず、効率が大幅に向上します。

主要設計式

デューティサイクル計算

入力電圧と出力電圧の基本的な関係は：

D = V_out / V_in

例えば、12Vから5Vへの降圧には：D = 5/12 = 0.417 または 41.7% デューティサイクル。

実際には、スイッチ、ダイオード(非同期式の場合)、インダクタDCR全体の電圧降下を考慮します：

D = (V_out + V_diode + V_inductor) / (V_in - V_switch)

インダクタ選択

インダクタは降圧コンバータの心臓部です。適切な選択により、安定した動作、低リップル、高効率が保証されます。

インダクタンス式

インダクタンス値はリップル電流の大きさを決定します：

L = (V_in - V_out) × D / (ΔI_L × f_sw)

ここで：

V_in = 入力電圧 (V)
V_out = 出力電圧 (V)
D = デューティサイクル
ΔI_L = インダクタリップル電流 (Aピーク-ピーク)
f_sw = スイッチング周波数 (Hz)

リップル電流選択

リップル電流は最大出力電流のパーセンテージとして選択します。業界の慣例はI_out(max)の20-40%です：

ΔI_L = r × I_out(max)

r = 0.2 ～ 0.4 (リップル比)

設計トレードオフ

低リップル (r = 0.2): より大きなインダクタ、低EMI、より良い過渡応答
高リップル (r = 0.4): より小さなインダクタ、高速応答、高ピーク電流
最適: r = 0.3 を目標にバランスを取る(サイズ/性能曲線の「膝」)

飽和電流定格

インダクタの飽和電流(I_sat)はピークインダクタ電流を超える必要があります：

I_peak = I_out + ΔI_L/2

選択: I_sat > I_peak × 1.2 (20%マージン)

重要: 最大負荷電流だけでなく、コントローラーのスイッチング電流制限を超える飽和電流定格のインダクタを選択してください。これにより、過渡時や起動時の飽和を防ぎます。

コンデンサ選択

出力コンデンサ

出力コンデンサは電圧リップルと過渡応答を決定します。目的のリップルに対する最小容量を計算します：

C_out = ΔI_L / (8 × f_sw × ΔV_out)

ΔV_outは目的のピーク-ピーク出力電圧リップルです。

過渡応答(負荷ステップ)の場合、次も考慮します：

C_out = (ΔI_out)² × L / (2 × V_out × V_os)

ΔI_outは負荷ステップ、V_osは許容可能な出力電圧オーバーシュートです。

入力コンデンサ

入力コンデンサは降圧コンバータによって引き出されるパルス電流を処理します。主要な要件：

RMS電流定格: 高リップル電流を処理する必要があります(通常> 0.5 × I_out)
低ESR: 入力電圧リップルと電力損失を低減
低ESL: スイッチング中の電圧スパイクを最小化
配置: ICとハイサイドスイッチに可能な限り近く

ESRとESLの考慮事項

総出力リップルは容量性リップルとESRリップルで構成されます：

ΔV_total ≈ ΔI_L × ESR + ΔI_L / (8 × f_sw × C)

実用的なヒント

低ESR/ESLにはX7RまたはX5R MLCCセラミックを使用してください。DCバイアスディレーティングに注意してください。5Vバイアスでの10µFセラミックは、実際には6-7µFの容量しか提供しない可能性があります。必ずメーカーのDCバイアス曲線を確認し、マージンを追加してください。

MOSFET選択

主要なMOSFETパラメータ

降圧コンバータ用MOSFETの場合、これらの重要なパラメータに焦点を当てます：

パラメータ	重要性	選択ガイドライン
V_DS(max)	電圧定格	> V_in × 1.5 (マージン用)
R_DS(on)	導通損失	効率のため可能な限り低く
Q_g (ゲート電荷)	スイッチング損失	低い = 高速スイッチング、低損失
I_D(max)	電流処理能力	> 2 × I_out(max)
C_oss	出力容量	低い = スイッチング損失が少ない

ハイサイド vs ローサイドFETトレードオフ: ハイサイドFETは低R_DS(on)から最も恩恵を受け(低デューティサイクルでのオン時間が長い)、一方、同期コンバータのローサイドFETは高速ボディダイオード回復または外部ショットキーダイオードが必要です。

ゲートドライバ選択

ゲートドライバはMOSFETゲート容量を迅速に充放電する必要があります。主要な仕様：

ソース/シンク電流: 高電流 = 高速スイッチング(一般的：1-4A)
立ち上がり/立ち下がり時間: 高速 = スイッチング損失が低いが、EMIが多い
ブートストラップ機能: ハイサイドNチャネルMOSFET用
不足電圧ロックアウト (UVLO): MOSFETの部分的なターンオンを防止

デッドタイム設定

同期降圧コンバータでは、デッドタイムは両方のMOSFETが同時に導通する(シュートスルー)のを防ぎます：

短すぎる: シュートスルーのリスク、高いクロス導通損失
長すぎる: ボディダイオード導通損失、効率低下
一般的な値: シリコンMOSFETで50-150ns
GaNデバイス: より短いデッドタイムを使用可能(ボディダイオード回復なし)

警告: シュートスルー

ハイサイドとローサイドの両方のMOSFETが同時にオンになると、V_inからGNDへの短絡が形成されます。これにより大規模な電流スパイク、発熱が発生し、MOSFETを瞬時に破壊する可能性があります。常に適切なデッドタイムを確保してください！

IC	V_in範囲	I_out	f_sw	タイプ	最適用途
LM2596	4.5-40V	3A	150kHz	非同期	趣味、シンプル
MP1584EN	4.5-28V	3A	1.5MHz	同期	小型、モジュール
TPS561208	4.5-17V	1A	580kHz	同期	低電力、高効率
LM5116	6-100V	外部	50-1000kHz	コントローラ	高電圧、柔軟
TPS54302	4.5-28V	3A	400kHz	同期	プロフェッショナル設計

PCBレイアウトのベストプラクティス

レイアウトが不適切な降圧コンバータは、過度のEMI、不安定性、低効率、さらには故障に悩まされる可能性があります。以下の重要なガイドラインに従ってください：

コンポーネント配置

入力コンデンサを最初に: 同じ層のICに可能な限り近く配置
ホットループを小さく保つ: 入力コンデンサ → ハイサイドスイッチ → インダクタ → ローサイドスイッチ → 入力コンデンサグラウンドの経路を最小限にする必要があります
インダクタ配置: ICに近く、同じ層、敏感なアナログ回路の下や近くに配置しない
出力コンデンサ: インダクタ出力と負荷接続点の近く

コンポーネント配置と重要な電流ループを示す推奨PCBレイアウト

配線ガイドライン

ビアの使用を最小化: 各ビアはインダクタンスを追加します(~0.5-1nH)。電源コンポーネントを1つの層に保つ
幅広で短いトレース: 電源パスの場合、幅は抵抗を減少させ、短い長さはインダクタンスを減少させます
直角を避ける: 反射を防ぐために45°コーナーまたはカーブを使用
フィードバック配線: スイッチングノードとインダクタから遠ざける；可能であれば基板の反対側に配線
グラウンドプレーン: コンバータの下にソリッドグラウンドプレーンを使用して低インピーダンスリターンパスを確保

EMI低減技術

スイッチングノード領域を最小化: ハイサイドスイッチとインダクタの間の「ホットノード」はEMIを放射します—小さく保つ
入力フィルタリングを追加: 伝導EMIのために電源入力にPiフィルタ(C-L-C)
フェライトビーズを使用: フィードバックラインと敏感な信号に
インダクタをシールド: シールドされたインダクタは磁場をより良く封じ込める
スルーレートを考慮: ゲート抵抗(10-100Ω)は、EMI対効率のトレードオフのためにスイッチングを遅くできます

熱設計

降圧コンバータの電力損失は、スイッチ(導通損失とスイッチング損失)、インダクタ(DCRとコア損失)、そしてより少ない程度でコンデンサ(ESR損失)で発生します。

電力損失推定:

MOSFET導通: P = I_rms² × R_DS(on)
MOSFETスイッチング: P ≈ 0.5 × V_in × I_out × (t_rise + t_fall) × f_sw
インダクタDCR: P = I_rms² × DCR
ダイオード(非同期): P = V_f × I_avg × (1-D)

熱設計のヒント:

露出パッドパッケージ(QFN、PowerPAD)を使用し、グラウンドプレーンへの熱ビアを使用
熱拡散のために適切な銅面積を提供
接合温度を125°C未満に保つ(信頼性のため100°C未満が望ましい)
高周囲温度でのディレーティングを考慮

一般的な問題のトラブルシューティング

1. コンバータが起動しない

原因: 入力不足電圧、電流制限を引き起こす過度の出力容量、イネーブルピンがハイでない、ソフトスタートの問題

修正: V_in対UVLOしきい値を確認、イネーブルピンを確認、出力コンデンサを減らすか電流制限を増やす

2. 過度な出力リップル

原因: インダクタンスが低すぎる、出力容量が低すぎる、高ESRコンデンサ、レイアウトが不良

修正: LまたはC_outを増やす、低ESRセラミックを使用、プローブ技術を確認(チップアンドバレル法を使用)

3. 発振/不安定

原因: 補償の問題、C_out ESRが安定範囲外、寄生インダクタンスを引き起こすレイアウトが不良

修正: 補償ネットワークを確認、C_out ESRがデータシート仕様を満たすか確認、フィードバック配線をレビュー

4. 低効率

原因: 高R_DS(on) MOSFET、高DCRインダクタ、過度のスイッチング周波数、ダイオード順方向降下

修正: より低いR_DS(on) FETを使用、より低いDCRインダクタ、可能であればf_swを減らす、同期トポロジーに切り替える

5. MOSFET故障

原因: 過電圧スパイク、シュートスルー、過度の温度、不十分なゲート駆動

修正: スナバを追加、デッドタイムを増やす、熱設計を改善、ゲートドライバ電圧を確認

6. EMI問題

原因: 大きなスイッチングノード領域、長いトレース、不良なグラウンディング、シールドされていないインダクタ

修正: ホットループを最小化、シールドされたインダクタを使用、入力フィルタを追加、レイアウトをレビュー

完全な設計例

以下の仕様で降圧コンバータを設計しましょう：

V_in: 12V (一般的なバッテリーまたはウォールアダプター)
V_out: 5V
I_out: 最大2A
ΔV_out: < 50mV ピーク-ピークリップル
f_sw: 500kHz

ステップ1: デューティサイクル

D = V_out / V_in = 5V / 12V = 0.417 (41.7%)

ステップ2: インダクタ選択

リップル比 r = 0.3 (I_outの30%)を選択：

ΔI_L = 0.3 × 2A = 0.6A ピーク-ピーク

L = (V_in - V_out) × D / (ΔI_L × f_sw)

L = (12 - 5) × 0.417 / (0.6 × 500,000)

L = 2.92 / 300,000 = 9.7µH

選択: 10µH インダクタ

ピーク電流: I_peak = 2 + 0.6/2 = 2.3A。マージンのためI_sat > 3Aのインダクタを選択。

ステップ3: 出力コンデンサ

C_out = ΔI_L / (8 × f_sw × ΔV_out)

C_out = 0.6 / (8 × 500,000 × 0.05)

C_out = 0.6 / 200,000 = 3µF 最小

選択: 22µF セラミック (DCバイアス後10µF実効) + 100µF 電解

ステップ4: 入力コンデンサ

入力コンデンサの場合、RMS電流(~0.5 × I_out = 1A RMS)を処理できることを確認します。最低25V定格の10µFセラミックを選択(12V × 1.5 = 18V マージン用)。

ステップ5: コンポーネント概要

コンポーネント	値	主要仕様
インダクタ	10µH	I_sat > 3A, DCR < 50mΩ, シールド
C_out (セラミック)	22µF	10V定格, X5R または X7R
C_out (バルク)	100µF	10V, 低ESR 電解
C_in	10µF	25V定格, X5R または X7R
コントローラIC	TPS54302	3A 同期降圧, 統合FET

よくある質問

Q: リニアレギュレータの代わりに降圧コンバータを使用する理由は？

降圧コンバータは、リニアレギュレータの30-60%と比較して85-95%の効率を達成します。高電流または大きな電圧降下では、リニアレギュレータは大量の電力を熱として浪費します。例えば、12Vから5Vへ2Aで降圧する場合：リニアレギュレータは(12-5) × 2 = 14Wを熱として消費しますが、90%効率の降圧コンバータは約1Wしか消費しません。

Q: どのスイッチング周波数を使用すべきですか？

高周波数(500kHz-2MHz)は小さいLとCを可能にしますが、スイッチング損失とEMIが増加します。低周波数(100-300kHz)はより大きなコンポーネントを使用しますが、より効率的でEMIが少なくなります。ほとんどのアプリケーションでは、200kHz-500kHzが良い妥協点です。非常に小さいサイズが必要でない限り、1MHz未満にとどめてください。

Q: 適切な値のインダクタなら何でも使用できますか？

いいえ！インダクタは、低DC抵抗(DCR)、適切な飽和電流(I_sat > ピーク電流)、スイッチング周波数での低コア損失、適切な電流定格を備えた電源アプリケーション用に設計されている必要があります。オーディオまたはRFインダクタは過熱または飽和します。

Q: 出力電圧がわずかにずれているのはなぜですか？

一般的な原因：フィードバック抵抗公差(1%以上を使用)、基準電圧変動、負荷レギュレーション効果、または考慮されていない電圧降下。精密アプリケーションの場合、微調整用のポテンショメータまたはより厳しい公差のフィードバック抵抗を使用してください。

Q: 出力リップルを正しく測定するにはどうすればよいですか？

「チップアンドバレル」法を使用してください：オシロスコーププローブからグラウンドクリップを取り外し、出力コンデンサグラウンドに直接短いグラウンドスプリングを使用します。長いグラウンドリードはスイッチングノイズを拾い、偽のリップルを示します。帯域幅制限(20MHz)は、実際のリップルを見るのに役立ちます。

まとめ

降圧コンバータ設計は、電源システムで働くあらゆる電子エンジニアにとって基本的なスキルです。基本的な概念は簡単ですが—スイッチ、フィルタ、レギュレート—コンポーネント選択、熱管理、PCBレイアウト、EMI緩和の詳細が、平凡な設計と信頼性の高い効率的な設計の違いを生みます。

このチュートリアルの重要なポイント：

高効率、特に低出力電圧では同期トポロジーを選択
適切な飽和マージンで20-40%リップル電流用にインダクタをサイズ決定
低ESRセラミックコンデンサを使用し、DCバイアスディレーティングを考慮
レイアウトは重要：ホットループを最小化し、フィードバックトレースをスイッチングノードから遠ざける
トラブルシューティング時は、まず基本を確認：入力電圧、イネーブルピン、ソフトスタートタイミング

降圧コンバータを設計する準備はできましたか？

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参考文献

初心者向けPCB設計 - レイアウトの基礎
完全なEasyEDAチュートリアル - PCBを設計
Texas Instruments SLVA477 - Basic Calculation of a Buck Converter's Power Stage
Würth Elektronik ANP017 - DC-DC Converter Design Guide